Удвоитель частоты для тахометра схема
Довольно часто при построении схем разнообразных генераторов и синтезаторов частот возникает необходимость в преобразовании сигналов одной частоты в сигналы большей частоты. Это можно сделать при помощи описанных в разделе Смесители схем смесителей (обеспечив преобразование вверх). Однако, когда требуется кратное преобразование (в два, три и более раз), удобнее и эффективнее использовать схемы так называемых умножителей частоты. Как следует из названия, такие схемы обеспечивают кратное преобразование (умножение) частоты входного сигнала.
Диодные умножители частоты характеризуются рядом положительных черт, которые обусловливают довольно широкое применение таких устройств (особенно на высоких и сверхвысоких частотах). К наиболее важным относятся: низкий уровень тепловых и фазовых шумов, способность работать на очень высоких частотах (вплоть до частот субмиллиметрового диапазона), а также относительная простота конструкции.
В настоящее время на практике применяется три принципиально отличающихся методики умножения частоты в диодных умножителях:
- варакторное умножение (умножение на нелинейной емкости);
- удвоение на схеме двухполупериодного выпрямления;
- диодное преобразование формы импульсов с последующим выделением нужной гармоники.
Работа умножителей частоты характеризуется рядом параметров: коэффициент умножения, входная (\(P_\)) и выходная (\(P_\)) мощности, КПД (\(\eta = P_/P_\) , иногда его называют эффективностью умножителя или коэффициентом передачи по мощности), полоса рабочих частот и т.д.
Варакторные умножители частоты — это устройства, главным рабочим элементом которых является умножительный варикап (варактор) — полупроводниковый диод, который используется как нелинейная емкость с малыми потерями. Преобразование частоты происходит за счет искажения формы сигнала на нелинейно зависящей от напряжения емкости варактора и последующего выделения нужной гармонической составляющей. Структурные схемы двух основных типов варакторных умножителей представлены на рис. 3.6-35.
Рис. 3.6-35. Последовательная (а) и параллельная (б) структурные схемы варакторных умножителей частоты
Эти структурные схемы содержат: источник входного сигнала, варактор, нагрузку и фильтры \(Ф1\), \(Ф2\). Фильтры служат для фильтрации гармоник в нагрузке и источнике входного сигнала, а также для согласования нагрузки и источника с варакторным умножителем. Первый фильтр \(Ф1\) настраивается на частоту входного сигнала (это может быть, например, фильтр нижних частот с частотой среза незначительно превышающей частоту входного сигнала), а второй фильтр \(Ф2\) — на частоту нужной гармоники (это должен быть достаточно узкополосный полосовой фильтр, точные требования к полосе пропускания обоих фильтров определяются спектром умножаемого сигнала). При таких характеристиках через варактор протекают лишь две гармоники тока (конечно, любые реальные фильтры неидеальны, поэтому на самом деле будут присутствовать и все другие гармоники, но они будут существенно подавлены).
Мощность сигнала, подведенная к умножителю, частично теряется в варакторе и фильтрах. Некоторая доля преобразованной мощности рассеивается в элементах схемы. Поэтому коэффициент передачи по мощности варакторных умножителей частоты меньше единицы. Обычно стремятся получить максимальные выходную мощность и КПД, т.е. добиться режима, оптимального по энергетическим показателям.
Варакторные умножители находят наибольшее применение в диапазоне СВЧ (сантиметровые, миллиметровые и субмиллиметровые длины волн). Их основное достоинство состоит в том, что с их помощью могут быть созданы достаточно мощные генераторы на те диапазоны частот, в которых нельзя добиться приемлемых параметров от генераторов на диодах Ганна или лавинно-пролетных диодах (например, ввиду невозможности непосредственной генерации диода Ганна или лавинно-пролетного диода на нужной частоте или ввиду повышенного уровня шумов генераторов на ЛПД).
В реальных умножителях сантиметрового диапазона (по выходной частоте) при коэффициенте умножения равном двум достигается КПД порядка 60. 70 %. При увеличении коэффициента умножения КПД падает, так в утроителях он уже не превышает 40. 50 %, а в умножителе частоты на восемь падает до 10. 12 %. Указанные значения могут быть несколько увеличены при применении ряда специальных методик, таких как: работа в режиме с частичным отпиранием варактора и введение дополнительных (т.н. “холостых”) контуров в схему умножителя (рис. 3.6-35).
В обычном умножителе варактор все время находится в режиме обратного смещения (цепи задания режима по постоянному току на рис. 3.6-35 не показаны), причем, с точки зрения уменьшения потерь в варакторе, выгодно максимально увеличивать напряжение смещения вплоть до уровня, граничащего с напряжением пробоя. Снижение потерь, казалось бы, означает большую выходную мощность и КПД умножителя. Тем не менее, это не всегда так — очень важен характер вольт-фарадной характеристики \(C(U)\) применяемого варактора. Дело в том, что нелинейность именно этой характеристики является основополагающим физическим эффектом, лежащим в основе работы варакторного умножителя. Так, например, если зависимость емкости диода от приложенного обратного напряжения близка к квадратичной, то наиболее эффективным будет применение такого диода в удвоителях частоты, а если степень нелинейности выше, то он неплохо справится и с умножением на больший коэффициент. Но самым важным является не характер, а глубина данной нелинейности, т.е. абсолютные величины коэффициентов \(b, c, d, . \) в формуле, отражающей разложение зависимости \(C(U)\) в ряд Тейлора: \(C(U) = C_0 + aU + bU^2 + cU^3 + . \). Усилить нелинейность удается в режиме с частичным открыванием \(p\)-\(n\)-перехода варактора.
Если варактор в течение всего периода входного сигнала закрыт, то для умножения частоты используется только барьерная емкость перехода. При открывании диода к барьерной добавляется диффузионная емкость, которая меняется от напряжения значительно сильнее, и вольт-фарадная характеристика становится более нелинейной. Однако при открывании существенно возрастают потери за счет прямого тока диода. Таким образом, существует некий критерий, определяющий возможность использования режима с частичным открыванием в том либо ином варакторном умножителе частоты. Данный критерий определяется исходя из частотных свойств варактора и частот входного и выходного сигналов. Дело в том, что в функционирующем в режиме с частичным открыванием варакторе с увеличением частот сигналов будет изменяться характер потерь. При малых частотах преобладающими будут рекомбинационные потери, с увеличением частоты они падают, но существенными становятся потери инерционные. В некотором диапазоне частот оба вида потерь могут оказаться достаточно малы, и как следствие — общая добротность варактора превысит единицу, что и обусловливает целесообразность применения режима с частичным открыванием. Граничные частоты оцениваются следующими соотношениями: \(f_ > 1/\tau_\), \(f_ < 1/\tau_\), где \(f_\), \(f_\) — частоты входного и выходного сигналов, \(\tau_\) — эффективное время жизни неосновных носителей в базе диода, \(\tau_\) — время выключения диода.
В высокочастотных варакторах применяются специальные меры по снижению \(\tau_\), которое может составлять десятые доли наносекунд. Для этого уменьшают толщину базы и выполняют ее с неравномерной концентрацией примесей (см. Диоды с накоплением заряда).
Методика дополнения варакторного умножителя так называемыми холостыми контурами позволяет увеличить КПД для умножителей с коэффициентом умножения больше двух. Она основана на дополнительном преобразовании на том же варакторе сигнала 2-й, 3-й . гармоники в полезный выходной сигнал. Пояснить сказанное можно на примере утроителя с дополнительным контуром, настроенным на 2-ю гармонику. Если схема включения данного контура такова, что он не является нагрузкой для 2-й гармоники (работает на холостом ходу), т.е. потери на этой гармонике будут малы (отсюда и название — утроитель с холостым контуром, настроенным на 2-ю гармонику), то взаимодействие колебаний 1-й и 2-й гармоник на нелинейной емкости будет приводить к преобразованию части мощности 2-й гармоники в мощность 3-й.
При увеличении выходной мощности за счет холостого контура растет и мощность потерь — ведь теперь в диоде рассеивается мощность трех составляющих тока, а не двух, как в простом умножителе. Несмотря на это, КПД может увеличиться, если выходная мощность возрастает в большей мере, чем потери. На практике для утроителя с холостым контуром на 2‑ю гармонику достижим КПД порядка 70% вместо обычных 40. 50 %. В умножителях большей кратности возможно применение нескольких холостых контуров, однако их реализация на сверхвысоких частотах существенно усложняет конструкцию и настройку умножителя при незначительном росте его эффективности. Поэтому обычно ограничиваются одним, реже — двумя холостыми контурами.
Описанное выше варакторное умножение частоты относится к классическому, используемому сравнительно давно и часто способу выделения гармоник на нелинейном элементе. Основные достоинства и недостатки данного метода следующие:
- возможность генерации существенных мощностей на частотах, которые являются рекордно высокими для любых полупроводниковых генераторов СВЧ;
- высокий КПД, особенно в режиме с частичным открыванием и при введении холостых контуров;
- поскольку варакторные умножители являются резонансной системой им свойственна узкополосность и трудность перестройки по частоте;
- при работе на низких частотах резонансная система становится слишком громоздкой, а требуемая для выделения нужной гармоники добротность реализуется с трудом.
В последнее время все большее распространение получают умножители частоты, в которых резонансный способ выделения гармоник не используется. Одной из разновидностей являются умножители, основанные на эффекте удвоения частоты на схеме двухполупериодного выпрямления.
Для двухполупериодного выпрямителя характерно, что частота пульсаций выходного напряжения в два раза превышает частоту входного напряжения (анализ работы таких выпрямителей приведен в разделе Выпрямители). Именно это свойство используется при работе удвоителей частоты. На рис. 3.6-36, 3.6-37 приведены схемы двух простых удвоителей, основанных на двухполупериодной схеме выпрямления со средней точкой и на мостовой схеме.
Рис. 3.6-36. Удвоитель частоты на основе двухполупериодного выпрямителя со средней точкой
Рис. 3.6-37. Удвоитель частоты на основе мостового выпрямителя
В приведенных схемах удвоителей могут применяться диоды самых различных типов (кремниевые, германиевые или арсенид-галлиевые диоды с \(p\)-\(n\)-переходом, диоды с накоплением заряда, диоды с переходом Шоттки, СВЧ диоды), параметры этих диодов будут полностью определять частотные и мощностные свойства удвоителя. Например, использование диодов с барьером Шоттки, которые имеют малое прямое падение напряжения, позволяет подавать на вход достаточно слабые сигналы, а если использовать диоды СВЧ, то и рабочий диапазон устройства смещается в область сверхвысоких частот (рабочий диапазон частот определяется также частотными свойствами трансформаторов).
В качестве трансформаторов на входе и выходе умножителя могут использоваться обыкновенные резонансные контуры, однако наилучшие параметры достижимы при применении широкополосных симметрирующих трансформаторов аналогичных тем, которые используются в широкополосных диодных смесителях. Такие трансформаторы обеспечивают лучшее согласование по входу и выходу, а также обладают высокой широкополосностью, что позволяет применять удвоитель частоты для сигналов очень широкого диапазона частот без какой-либо перестройки. Существует много вариантов включения широкополосных трансформаторов, правильный выбор позволяет обеспечить требуемый для конкретного устройства входной импеданс. На рис. 3.6-38, 3.6-39 приведен ряд примеров удвоителей частоты с широкополосными трансформаторами.
Рис. 3.6-38. Удвоитель частоты на основе мостового выпрямителя с широкополосными симметрирующими трансформаторами (коэффициент трансформации 1:4 или 1:1)
Рис. 3.6-39. Удвоитель частоты на основе двухполупериодного выпрямителя с широкополосным симметрирующим трансформатором (коэффициент трансформации 1:4) на входе
Заметим, что в схеме на рис. 3.6-39 выходной трансформатор отсутствует, его заменил дроссель \(L1\). Это практически не оказывает влияния на параметры умножителя, зато упрощает его конструкцию.
При необходимости обеспечить умножение частоты в 4, 8 и т.д. раз удвоители на схемах выпрямления могут включаться последовательно. При этом, однако, следует иметь в виду, что их КПД не очень высок (порядка 20 % для двухдиодного удвоителя). Поэтому между каскадами удвоения, как правило, включаются промежуточные усилительные каскады.
Таким образом, основными свойствами удвоителей на схемах двухполупериодного выпрямления являются:
- простота построения и высокая широкополосность, особенно при применении широкополосных согласующих трансформаторов;
- отсутствие громоздких резонансных систем, что позволяет выполнять удвоители компактными и использовать на низких частотах;
- низкий КПД и, как следствие, необходимость в промежуточном усилении при многокаскадном включении.
Кроме двух описанных выше методик для умножения частоты могут применяться самые разнообразные схемы, которые работают по принципу изменения формы входного синусоидального сигнала на цепи с существенными нелинейными свойствами и последующим выделением нужной гармоники. Такой принцип очень близок к варакторному умножению частоты, в основе которого также лежит нелинейная цепь (варактор), однако он обеспечивает гораздо меньший КПД, поскольку типовые ключевые цепи, обеспечивающие изменение формы сигнала, обычно характеризуются достаточно высокими потерями, а реализуемый ими характер нелинейности вызывает появление слишком большого числа разнообразных гармоник. Основным же достоинством данных умножителей является простота принципиальной схемы и настройки. Также как и варакторные умножители, умножители с изменением формы сигнала являются резонансными устройствами и при изменении частоты должны подвергаться перестройке.
Пример схемы простого утроителя построенного по описанному принципу приведен на рис. 3.6-40.
Рис. 3.6-40. Утроитель частоты 10/30 МГц на диодах
Также как и в описанных выше умножителях на выпрямляющих схемах, большинство параметров данного умножителя определяются типом применяемых в нем диодов. Оптимальным обычно является выбор диодов с барьером Шоттки соответствующей мощности.
Если провести математический анализ простого прямоугольного сигнала, окажется, что в нем присутствуют только гармоники с нечетными номерами (1-я, 3-я, 5-я, 7-я и т.д.). Таким образом, приведенная на рис. 3.6-40 схема при соответствующей настройке резонансных контуров может использоваться для умножения частоты на 3, 5, 7, . . Для обеспечения четного умножения необходимо другое преобразование формы сигнала, например, в сигнал треугольной формы. Следует иметь в виду, что с повышением коэффициента умножения существенно снижается и без того достаточно невысокий КПД умножителя частоты.
Схема еще одного простого умножителя частоты приведен на рис. 3.6-41. Его работа также основана на преобразовании формы синусоидального сигнала в прямоугольный сигнал с последующим выделением нечетной гармоники.
Рис. 3.6-41. Умножитель частоты 10/50 МГц на двух диодах
Идея создания простого, качественного и компактного умножителя частоты родилась, когда мне потребовалось поднять опорную частоты тактового генератора для DDS генератора AD9956 с 10 МГц до 100 МГц. Я стал рассматривать различные варианты, и тут под руку попалась микросхема ICS601-01 (стоимость на Ali ~5-6$). Это микросхема поверхностного монтажа работает с входной частотой от 10 МГц до 27 МГц и умножает ее максимум до 157 МГц. Причем коэффициент умножения задается внешними 4-мя ножками, путем формирования цифрового кода коэффициента усиления, что очень удобно, если надо быстро менять выходную частоту. Выходным сигналом является меандр, что является плюсом для тактирования цифровых схем.
Однако, открыв datasheet я не увидел привычной схемы типового проекта. Именно в этот момент родилась идея написать эту статью.
Итак цоколевка микросхемы представлена на рисунке ниже.
Перерыв весь интернет, и покопавшись на форумах было решено собрать умножитель по следующей схеме ниже. Мне было необходимо предусмотреть два выхода, но вы вполне можете не использовать второй выход. Резисторы R2, R3 по 33 Ома это значение рекомендует изготовитель. Значение резистора R1 не критично, он замыкает на землю ножку REFEN тем самым отключая выход REFOUT с буферной частотой (лично я поставил 1 кОм). Все конденсаторы в схеме типовые, C1, C2 и C3 производитель рекомендует значения 10, 0.1, 0.01 мкФ, а конденсаторы С4 и С5 это типовые конденсаторы стабилизатора 7805. Сам стабилизатор ставить необязательно, вполне можно питать схему 5 В из вне, но я решил так. Питание микросхемы тоже не критично, от 3 до 5 вольт.
В целом ничего сложного, цифровой код коэффициента задается dip переключателями, однако ничего не мешает сделать жесткие перемычки.
Плата легко была разведена на одном слое, второй был залит полигоном земли. Получившуюся схему отправил в Китай. Gerber проект прикрепляю к статье.
В итоге через пару недель мне пришел мой заказ и начал сборку и испытания. На фото ниже собранный умножитель.
После монтажа я приступил к тестам работы умножителя. Для наглядности я прикрепляю фотографии осциллограмм.
Результат работы умножителя очень порадовал. Кто заинтересовался этой микросхемой рекомендую посмотреть всю линейку микросхем ICS601. Различные микросхемы умножителей, с различными дополнительными функциями.
К авторской схеме были добавлены входные узлы для согласования с различными цепями съема сигнала, был введен входной формирователь, генератор для проверки и калибровки тахометра, несколько изменены цепи питания. В соответствии с модификацией схемы была разработана новая печатная плата.
В результате модификации тахометр приобрел несколько большую универсальность в виде трех входов для работы: с датчиком Холла, с индуктивным датчиком, с выходным ключом коммутатора катушки зажигания. Наличие разных входных узлов предохранит вход МК от случайного попадания импульсов большой амплитуды и позволит без проблем произвести необходимое подключение. Введенный в схему тахометра узел формирования импульса, уменьшает вероятность дребезга на входе МК и повышает качество счета МК на высоких оборотах.
Принципиальная схема изображена на рис.1
Рис.1 Принципиальная схема тахометра
Режимы работы тахометра, выбираемые в меню, следующие (при использовании резонатора 8МГц):
Количество цилиндров - количество катушек зажигания - тактность
Так, например, если счет в режиме 1 (Р.1.0/4-14) соответствует 4200об/м, то в режиме 2 (Р.1.5/6-1-4) количество об/м составит 2800; для режима Р.2.0 – 2100; для Р.2.5 – 1680 и т.д. С одним датчиком на валу выбирается режим Р.1.0 – 4-1-4. При использовании кварцевого резонатора на 4МГц результат измеренных тахометром показаний возрастает вдвое. Итак, всего 16 режимов, из которых первые 4 довольно часто бывают востребованными, остальные же из указанных являются достаточно редкими, не указанные – экзотическими и явно ни количество тактов, ни количество цилиндров, ни количество КЗ к этим режимам не отображены.
Тахометр собран на печатной плате, изображенной на рис.2
Рис.2 Печатная плата тахометра в сборе
Дисплей может быть применен любой 4-разрядный с общим анодом и располагается вне печатной платы. Для проверки и демонстрации работы платы тахометра на макетной плате был собран адаптер для однотипных (по цоколевке) достаточно популярных 0,36-, 0,56-дюймовых дисплеев. Адаптер стыкуется с разъемами, расположенными на плате тахометра, что может стать одним из способов расположения дисплея относительно платы (показано на рис.3).
Рис.3 Вид платы с дисплеями
Предварительна настройка тахометра (перед встраиванием в панель авто, например) может быть выполнена с помощью встроенного генератора (что очень удобно) и подключенного внешнего осциллографа или частотомера. При подаче сигнала (кнопка S1) на вход тахометра, измеряется частота сигнала, сопоставляемая с показаниями на дисплее тахометра. Частота генератора выставляется при необходимости с помощью потенциометра PR1. Длительность импульсов на выходе формирователя необходимо установить в пределах 1,5-3мс для предотвращения сбоев счета при высоких оборотах коленчатого вала.
Выбор подходящего режима для конкретной конфигурации ДВС можно произвести по формуле: F=N*I/30*U*G, где F - частота Гц, U - тактность, G - число катушек зажигания, N - обороты в минуту, I - число цилиндров. Сопоставимые показаниям измерения показаны на рис.4.
При питания от бортовой сети автомобиля потребление прибора с четырех-разрядным светодиодным дисплеем 0,56" ток потребления прибора, при указанных на схеме номиналах резисторов в цепи питания дисплея, не превышает 50мА. Погрешность показаний тахометра не превышает +/-50об/м.
Резисторы R15, R16 предназначены для альтернативной версии схемы формирователя и не используются в схеме.
Недостатком удвоителей частоты, часто применяемых в цифровых системах, является необходимость настройки для каждой конкретной частоты. Предлагаемая схема, предназначенная для использования в делителях на N, не требует регулировки в диапазоне от 0 до нескольких мегагерц.
При прохождении сигнала через схему каждый инвертор, помимо инвертирования импульса, вносит небольшую задержку (обычно 20 нс). Так, например, сигнал в точке D инвертируется спустя 60 нс после инвертирования входного сигнала в точке Л, следовательно, на обоих входах вентиля 6 высокие потенциалы сохраняются в течение 60 нс после переключения входного сигнала в точке А с низкого уровня на высокий. В этом случае выходное напряжение вентиля 6 (точка F) уменьшается через 60 нс после прихода положительного перепада на вход схемы. Почти аналогичный процесс происходит в вентиле 5; отличие только в том, что на его выходе формируется низкий потенциал в течение 60 нс после прихода отрицательного входного перепада. В схеме, показанной на рисунке, инверторы 1, 2 и 3 выполняют двойную функцию при формировании отрицательных импульсов длительностью 60 нс в точках F и G. Такое схемное решение позволяет уменьшить число вентилей.
Выходные импульсы вентилей 5 и 6 поступают на входы вентиля 7', который формирует положительный импульс 60 нс при уменьшении потенциала на любом из его входов. Уменьшение потенциала на одном входе совпадает с передним фронтом каждого входного импульса в точке А, а уменьшение потенциала на другом входе совпадает с задним фронтом, поэтому частота выходных импульсов в точке Н удваивается по отношению ко входной в точке А.
Для комментирования материалов с сайта и получения полного доступа к нашему форуму Вам необходимо зарегистрироваться.
Читайте также: